ungelöst OpAmp LMP773x

[beldowsk]

Hallo Udo,

beim Photomultiplier liegt die Kathode an GND und das Signal kommt von der Anode. Den GND vom Photomultiplier und den GND von der Soundkarte muss ich ja irgendwie mit dem PMT-Adapter verbinden. Für mich wäre das dann der GND des PMT-Adapters; „virtGND“ muss dann also was anderes sein.

Ist denn meine Bezeichnung „virtGND“ (Schema 29.06.2024 11:34) so richtig verortet?

Das die Anbindung der V- der beiden OpAmps wie im Beitrag vom 28.06.2024 09:13 und vom 29.06.2024 11:34 nicht richtig sein kann, wusste ich nicht, als ich meine erste Version des Adapters gebaut habe. Also kein Wunder, das der nicht funktioniert hat.

Inzwischen würde ich sagen, das eine Spannungsteilung nur mit 2 Widerständen (also ohne Stabilisierung) nur dann funktioniert, wenn die Last in beiden Teilen gleich ist. Dazu wird es aber nicht reichen V- an den Mimus-Pol der Batterie zu verlegen. Zumindest der Trimmer R2 mit bis zu 50kOhm stört die Symmetrie auch. In wie weit auch R5 und R9 eine Rolle spielen, kann ich noch nicht beurteilen.

Wohin die Kondensatoren C2, C3, C4, C9, C10, C11 und C12 müssen, um ihre Funktion „richtig“ erfüllen zu können, ist mir nicht klar.

Das .wav-File interessiert mich nicht mehr.

Gruß Andreas

 

[Udo]

Hallo Andreas,

Die Kondensatoren C2,C3,C4 bindest Du an die an die geteilte Batteriespannung an, also da, wo R14,R15 und auch C7,C8 zusammengehen.
Die Kondensatoren C9 und C12 gehen an den Batterie-Ground. Das sind lediglich Kondensatoren zur Filterung der IC-Versorgung direkt an der Anschlüsse V+ und V-
Die Kondensatoren C10 und C11 kannst Du vergessen, sie haben überhaupt keine Funktion in der Schaltung.
Schau die noch mal das Dokument geigerPMT..... an. Dort findest Du auch Beispiele, wo die Eingangssignale und die Soundkarte angebunden sind.

Ich hatte Dir ja schon aufgezeigt, dass die nur durch R14,R15 halbierte Batteriespannung durch einseitige Belastung Unsymmetrien bewirken kann.
Da muss nicht unbedingt bedeuten, dass die Schaltung garnicht funktioniert. Es kommt darauf an, ob die OPs mit den Asymmetrien noch zurecht kommen.
Teste mal die Spannungswerte der Aufteilung.

Gruß Udo

 

[beldowsk]

Hallo,

anbei ein Schema nach der real existierenden Hardware (GND an Minuspol der Batterie). Amplitude des Signals und Spannungsteilung R14/R15 = 1,5/0,5 sind so gewählt, das man die Abflachung des Sinussignals durch die Grenzen der OpAmps deutlich sieht. Leider komm ich mit meiner Soundkarte nur auf eine max. Amplitude von knapp 3V, sonst hätte ich hier auch einen realen Output angehängt (einen Verstärker wollte ich nun nicht auch noch dazwischen hängen).

Und dann hab ich GND vom Minuspol der Batterie auf die Spannungsverteilung durch R14/R15 verlegt. Da tut sich am Output nichts?!

Gruß Andreas

 

[beldowsk]

Hallo,

ohne C1 (4,7nF) zwischen Soundkarte und Adapter wird der negativen Amplitude vom Adapter was abgeschnitten. Da wird also wohl die Spannungsteilung R14/R15 verzogen. Mit C1 kommt ein Sinus raus.

Gruß Andreas

 

[Udo]

Habe folgende Änderungen vorgenommen:
1.) X=10 , mit 15 ist U1 übersteuert
2.) R14=R15=1k , Symmetrie müsste ohne Zusatzschaltung noch ok sein.
3.) Anbindung C2,C3,R5,R9,C4,C17 wie eingerahmt.
4.) R17=30K, R16=3K, damit etwas mehr Amplitude an Out2, falls nötig
Damit wird V(out) ca. 2,6Vpk_pk, 1,685Vrms.

Gruß Udo

 

[beldowsk]

Hallo,

ich halte inzwischen die Version mit virtGND am Nullpol der Batterie und der Spannungsteilung als GND zur Verkettung mit Detektor und Soundkarte für die bessere. Ich werde aber vorerst noch mit der anderen Version spielen und erst wenn ich mehr zur Stabilität von OpAmps gelernt habe die "bessere" Version komplett neu aufbauen.

Das Folgende also mit der "schlechteren" Version. Ich hab inzwischen schon etliches zur Stabilität von OpAmp-Beschaltungen gelesen, wirklich schlau bin ich dabei noch nicht geworden. Was fange ich mit einem Frequenzgang wie dem Anliegenden an? Die Beispiele in der Literatur sehen viel einfacher aus!

Die Verstärkung für U1 ist nahe 1 (1Ohm für R8, weil LTspice eine Null im .param-Befehl nicht akzeptiert). Die Hardware mit dieser Einstellung produziert eine kontinuierliche Schwingung von 11kHz (siehe Soundkarte out R in 1 Adapter an.jpg in Beitrag #19).

Gruß Andreas

 

[beldowsk]

Hallo,

soweit ich das verstanden habe, wird eine OpAmp-Schaltung instabil, wenn
erstens die Amplitudenbedingung

abs(Rückkoplungsfaktor) x abs (Spannungsverstärkung) = 1

und zweitens die Phasenbedingung

Φ(Rückkoplungsfaktor x Spannungsverstärkung) = - 180Grad

erfüllt sind.

Die Spannungsverstärkung ist in meiner LTspice-Simulation (vorheriger Beitrag) der Frequenzgang V(fbout)/V(fbin).
Wie bekomme ich den Rückkoplungsfaktor? Der ist doch wohl auch Frequenzabhängig?

Für die Phasenbedingung reicht die Phase in meinem Frequenzgang ja scheinbar auch nicht?
Überdies bewegt sich die Phase in meinem Frequenzgang zwischen 450 und 130 Grad. Muss ich da 270 Grad abziehen um sie in ein Band zwischen +180 und -180 Grad zu bekommen?

Gruß Andreas

 

[Udo]

Inzwischen habe ich schon sehr viel gepostet........einfach beachten.
Abschließend noch folgende Antworten:
Die Phasenreserve wird bei einer Verstärkung von 0dB (V=1) ermittelt. Eine Reserve von ca. >= 40° (Abstand bis zur Grenze von 180°) ist ratsam. Bei 180° = 0° Phasenreserve > Schwingen (Oszillator). Je kleiner die Phasenreserve, also < ca. 30° bis 40°, desto anfälliger ist das System für Schwingneigungen.

Wichtig!!! Die angeführte Messung V(fbout)/V(fbin) ist nur geeignet zur Bestimmung des Frequenzganges der Komponente allein, genannt open loop gain. Für ein OP-System mit Rückkopplung wird der Frequenzgang im closed loop-gain ermittelt.

Nochmal ein angehängtes file mit Erklärungen und step-Funktion für die Widerstände.

Gruß Udo

 

[beldowsk]

Hallo,

für meinen Frequenzgang aus Beitrag #46, habe ich das komplette Schema meines PMT-Adapters von „closed loop“ auf „open loop“ umgestellt. Ist das überhaupt so richtig?

In den Lehrbüchern, die ich mir aus einer Bibliothek geholt habe, sowie in verschiedenen Internetfundstellen sind die Beispiele zur Stabilität von OpAmp-Schaltungen allesamt viel einfacher. Da spielen nur ein paar Bauteile um den OpAmp herum eine Rolle.

In meinem Frequenzgang gibt es nur zwischen 300 Hz und 20 MHz ein Tiefpassverhalten und der Phasenverlauf in diesem Bereich entspricht auch nicht den Erwartungen.

Die Stabilitätskriterien aus #47 finden sich so auch nicht bei anderen Autoren. Dort spielt nur die Phase bei 0dB.Verstärkung (Phasenrand) und die Verstärkung bei -180 Grad Phase (Amplitudenrand) eine Rolle.

Gruß Andreas

 

[Udo]

Ich dachte, mit post 48 hätte ich mich plausibel ausgedrückt. In der Schaltung hatte ich den OP mit einer Verstärkung von ca. 1 eingestellt, über step param R8 list 0.1 02. Wenn Du eine höhere Verstärkung als 1 dort haben willst, dann erhöhe z.b. auf list 5k 10k. Das hat natürlich auch Einfluss auf den 2ten OP. Dort ist step param R16 list 10k 15k 20k eingestellt. Ich habe die step-Funktion nur deshalb verwendet, damit bei verschiedenen Werten R8, R16 die Verstärkungen (Gain=Vout1/Vin, bzw. Vout2/Vin; Vin ist dabei immer 1) über den Frequenzbereich (AC-Analyse) mit Phasendarstellung abgebildet wird. Daraus kann man sehen, bei welchem Wertepaar die Phasenreserve (=180 - gemessene Phase)

Für den Fall, dass Dich die step-Darstellung verwirrt, habe ich in der angehängten Schaltung feste Werte für R8 und R16 vorgesehen. Welche Gesamtverstärkung Du letztlich in Deiner Applikation tatsächlich benötigst hängt von Deiner Zielsetzung ab (welche Vout2 soll herauskommen). Ich kann nur prüfen, ob mit den gewählten Werten die Schaltung stabil arbeitet. Wenn Du andere Werte wählst musst Du eben darauf achten, dass die Phasenreserve bei 0dB nicht deutlich unter 40° abfällt.
Die angehängte Schaltung hat Tiefpassverhalten mit etwa 6dB ab 1Hz bis ca. 8,9kHz (-3dB Punkt) und fällt dann ab mit ca. 40dB/Decade.

Nochmal, die Gesamtschaltung wird als closed-Loop konfigiert (siehe wo ich die 1Vsweep - Quelle angelegt); Willst den Verstärker als Komponente ohne Rückkopplung vermessen, dann verwendest Du die open-loop Beschaltung.

Der Gain/-Phasenverlauf sollte sich von anderen Lehrbuchdarstellungen unterscheiden, evtl. wird dort vielleicht die Phasenreserve direkt abgebildet ? (Spielt aber keine Rolle, solange die angewendeten Verfahren zum Ziel führen)
Die 0dB Messung als bei allen Verfahren grundlegend gleich. Manchmal spezifiziert man auch noch eine Verstärkungsreserve (Gain Margin). Das der Gain-Wert bei dem die 180° erreicht werden.

Bei welchen Autoren hast Du recherchiert, damit ich mitreden kann.

Hier noch ein Link, der Dir evtl. auch weiterhilft: Engineering Design Utilities
Dort sind transfer functions für mehrere OP-Filtertypen mit Berechnung unter "Filter-tools". Sallen-key Filter ist auch dabei.

 

[beldowsk]

Hallo Udo,

Dank für Dein Bemühen. Natürlich geht es auch darum meine Schaltung stabil zu bekommen.

#49 war geschrieben worden, weil es mir noch am generellen Verständnis mangelt: Wie gehe ich mit LTspice an eine Stabilitätsuntersuchung heran? Wie muss ich die LTspice-Ergebnisse interpretieren?

Was ich aus meinem Frequenzgang aus #46 sehe ist: Da sind viel zu viele Pole und Nullstellen drin. Das Schema hat ja nur einen open loop für den 1ten OpAmp, der Frequenzgang verändert sich aber auch, wenn ich ein Bauteil nach dem 2ten OpAmp verändere. Beim Versuch den open loop am 2ten OpAmp einzusetzen (um eben die Stabilität an U2 zu prüfen), verändert sich der Frequenzgang bei einer Bauteilveränderung vor U1.

Ich kann auch einen open loop an beiden OpAmps einsetzen (siehe Anlage), das sieht schön aus, aber das Ergebnis verwirrt mich noch mehr. Auf den Versuch mein Schema so zu verändern, das es stabiler ist, mag ich mich so gar nicht einlassen. Generell hängt ja immer Alles mit Allem zusammen, meine Erwartung wäre es aber, zumindest die beiden OpAmp-Stufen in meinem Schema getrennt auf Stabilität untersuchen zu können. Wie müsste ich die Teilsysteme aus meinem Schema herausschneiden.

Zur existierenden Hardware: Dort hat zur Zeit U1 eine Verstärkung von 2 und U2 eine von 1. Das funktioniert so, ohne Schwingungen, also leidlich stabil. Im Verhältnis zum PMT-Adapter mit den beiden BC237 liefert er der Software (bei gleichem PMT mit gleichem thoriumhaltigen Glühstrumpf) in 900 Sekunden nur ca. 100.000 statt 250.000 auswertbare Impulse?! An der Form der Impulse kann ich hier keine Ursache erkennen.

Warum U1 mit einer Verstärkung von 1 mit 11 kHz schwingt (siehe #22) ist mir auch weiterhin nicht erklärlich.

Gruß Andreas

 

[Udo]

Hallo Andreas,

warum simulierst Du Deine Schaltung ständig in der open-loop Konfiguration ? Benutze closed-loop. Siehe meine Erklärungen mit Simulation in #50
Gruß Udo

 

[beldowsk]

Hallo Udo,

ich hab mir zuerst Mal Deinen #48 vorgenommen. Mir war zuvor nicht aufgefallen, das V1 links von R7 (also nicht ganz links wo sonst meine Signalquelle sitzt) sitzt. Warum dort und nicht direkt an "in1"?

Die closed loop-Verstärkung von U1 wäre ja eigentlich V(out1)/V(in1) und unterscheidet sich von V(out1) nur um den Einfluss von R7. Ist das Erbsenzählerei?

Soweit ich das sehe, lässt sich das Schema zur Stabilitätsuntersuchung von U1 weiter vereinfachen (siehe Anlage). Darf man das so tun?

Kann ich für die Stabilitätsuntersuchung von U2 auch U1 aus dem Schema herauslösen? Wo muss dann V1 hin? An "out1", zwischen R11 und R12 oder an "in2"?

Gruß Andreas

 

[Udo]

Hallo Andreas,
OP's haben eine sehr hohe Eingangsimpedanz. D.h. der Strom der über R7 in den +Eingang des Verstärkers fliesst ist vernachlässigbar klein (praktisch=0). Da außer R7 keine weiteren Komponenten an dem +Eingang angeschlossen sind, findet dort auch keine Potentialverschiebung statt. Es ist also egal, ob die AC-sweep Quelle vor oder hinter R7 sitzt.

closed loop-verstärkung V(out1)/V(in1) im Unterschied zu V(out1) hat nichts mit R7 zu tun. V(out1)/V(in1) = V(out1) weil bei V(in1) die ACsweep Quelle mit 1V angesetzt ist. Würdest Du z.B. Vac1 mit 100mV statt 1V wählen, dann würde
sich auch V(out1)/V(in1) von V(out1) unterscheiden. Ein Verstärkungsmaß (gain) ist immer ein Verhältnis zweier Spannungswerte. Wenn der Wert des Nenners 1 ist, dann wird durch 1 dividiert, was keinen Unterschied mehr macht. V(out1) ergibt also dann auch den Wert wie das Verhältnis V(out1)/V(in1)

Ich habe bei einem älteren post (finde gerade die # nicht), die beiden OP's getrennt untersucht, in derselben Schaltung. Das geht.

R11 und R12 stellen nur eine Belastung von U1 dar. Der OP-Ausgang selbst ist ja durch R8 rückgekoppelt, ohne Einfluss durch R11, R12. Erst wenn die Last so groß wäre, dass V(out1) dadurch zusammen bricht, dann gebe es einen Einfluss.
Messen kannst Du natürlich an jedem Punkt wo Dich interessiert. Für die Stabilität ist aber V(out1) relevant.

Ist Dir inzwischen klar geworden, warum der GND in der Mitte (auf V2/2) liegt ? Wenn die Eingänge mit R9, R17, C4 nach GND von 6V gehen, müsste man sicherstellen, dass der(die) Verstärkerausgänge nicht 0V annehmen.
( am untersten Pkt. "anstossen")

Gruß
Udo

 

[beldowsk]

Hallo Udo,

diesen älteren Post werde ich mir raussuchen.

R11, R12 und C4 hab ich drin gelassen, weil irgendwo stand, das eine Kapazität am Output des OpAmp die Stabilität beeinflusst.

Das Problem ist, das meine momentane Hardware GND noch am Nullpol der Batterie hat. Ich will nun aber erst mit dieser Hardware für mich die Geheimnisse der Stabilität lüften.

Wenn das getan ist, will ich einen neuen PMT-Adapter entwerfen, der dann auf jeden Fall GND in der Mitte hat. Der soll dann aber auch einen anderen OpAmp bekommen.
Meine Soundkarte (USB-Audio-Interface) löst +/-1V in 32 Bit auf. Ich kann den Input mit ihm zwar noch um einen Faktor knapp unter 3 verstärken, das macht aber keinen Sinn. Ich stelle mir den Gain meiner Soundkarte mit Hilfe eines zurück gekoppelten Testtones immer auf 1 ein. Der neue PMT-Adapter braucht daher am Output auch nur +/-1V, was die Verwendung eines OpAmp mit +/-15V nicht sinnvoll macht. +/-2,5V aus 5V Versorgungsspannung, also GND in der Mitte ist also sicherlich die beste Wahl, auch wenn meine PMT-Impulse nicht symmetrisch sind (in der Anlage Mal eine Audacity-Aufnahme mit dem Adapter mit den zwei BC273).

Gruß Andreas