UCC3895
- Ersteller oekorep
- Erstellt am
Hallo Udo,
danke für das Datenblatt, und zunächst ein gesundes 2025 nachträglich.
Zum Thema:
Ja, die Stromerfassung war eine Schnapsidee. Es wäre allenfalls als Maximalwertdetektor geeignet, es ist zuviel Droop darauf (zu hoher Magnetisierungsstrom der Sensorspule, daher keine vernünftige Rampenabbildung).
Daher bin ich nun auf Plan B gegangen und habe die PCB wie in einem vorigen Post beschrieben, getrennt und da kommt nun ein 1:150 CT mit Ringkern hin. 1:150, damit der MessWiderstand etwas Leistungsschwächer werden kann.
Da mache ich gerade Wickelversuche mit N30 Kernen, die ich normalerweise als Überstromdetektor eingesetzt habe. Hast Du da einen Tipp, wegen dem Kernmaterial? Von der Frequenz her sollte N30 200kHz schaffen....
Das Problem mit der "verbogenen" PWM des 3895 habe ich dank des TI Forums in den Griff bekommen: Dort hat jemand eine Schaltungsvariante gepostet, die statt einem NPN Emitterfolger einen PNP verwendet.
Das behebt das Problem , da der Sägezahn nun zum einen ca. 1.4V höher wird und zum anderen der kritische Spannungsbereich um 0.8V nicht berührt wird. Nun kann die Stellspannung (nicht invertiert) problemlos runtergefahren werden, bis der no Load Komparator die Ausgänge abschaltet. Selbst diese kurz vor dem Abschalten ganz schmalen Nadeln sind nun bei den Brückenhälften gleich groß ;-)
Was auch noch Überarbeitung braucht : der Trafo. Da muss ich nun doch alle Register ziehen wegen Llk . Zuviel Klingeln mit den Dioden. Das ist beim Up-Konverter alles ein bisschen kniffliger als bei den "normalen" Netzspannungs-Wandlern.
Werde die Sekundärseite daher auch noch splitten: PSPS.
Gruß
Willi
danke für das Datenblatt, und zunächst ein gesundes 2025 nachträglich.
Zum Thema:
Ja, die Stromerfassung war eine Schnapsidee. Es wäre allenfalls als Maximalwertdetektor geeignet, es ist zuviel Droop darauf (zu hoher Magnetisierungsstrom der Sensorspule, daher keine vernünftige Rampenabbildung).
Daher bin ich nun auf Plan B gegangen und habe die PCB wie in einem vorigen Post beschrieben, getrennt und da kommt nun ein 1:150 CT mit Ringkern hin. 1:150, damit der MessWiderstand etwas Leistungsschwächer werden kann.
Da mache ich gerade Wickelversuche mit N30 Kernen, die ich normalerweise als Überstromdetektor eingesetzt habe. Hast Du da einen Tipp, wegen dem Kernmaterial? Von der Frequenz her sollte N30 200kHz schaffen....
Das Problem mit der "verbogenen" PWM des 3895 habe ich dank des TI Forums in den Griff bekommen: Dort hat jemand eine Schaltungsvariante gepostet, die statt einem NPN Emitterfolger einen PNP verwendet.
Das behebt das Problem , da der Sägezahn nun zum einen ca. 1.4V höher wird und zum anderen der kritische Spannungsbereich um 0.8V nicht berührt wird. Nun kann die Stellspannung (nicht invertiert) problemlos runtergefahren werden, bis der no Load Komparator die Ausgänge abschaltet. Selbst diese kurz vor dem Abschalten ganz schmalen Nadeln sind nun bei den Brückenhälften gleich groß ;-)
Was auch noch Überarbeitung braucht : der Trafo. Da muss ich nun doch alle Register ziehen wegen Llk . Zuviel Klingeln mit den Dioden. Das ist beim Up-Konverter alles ein bisschen kniffliger als bei den "normalen" Netzspannungs-Wandlern.
Werde die Sekundärseite daher auch noch splitten: PSPS.
Gruß
Willi
Hallo Willi,
ich mache gerade eine Berechnung für den Stromübertrager mit ca. 100A Primärstrom, d.h. ein Konverter für die gesamte Leistung. Hast Du das so vorgesehen, oder teilst Du die Leustung auf?
Verwendest Du einen Kern mit Spulenkörper, oder einen Ringkern mit Durchsteckloch ? Beides gibt es für N30 Material.
Die Verlustleitung bei voller Leistung mit 1 Konverter und Stromübertrager 1:150 beträgt im Messwiderstand ca. 1,2 Watt !
Ist bei der Variante mit PNP-Transistor und Sägezahn mit ca. 1,4V höher auch peak current current mode Betrieb mit Slope compensation berücksichtigt worden ?
Beim Leistungstrafo mit Llkg besteht auch noch Spielraum bezüglich Lshim und den FET-Kapazitäten.
Gruß
Udo
ich mache gerade eine Berechnung für den Stromübertrager mit ca. 100A Primärstrom, d.h. ein Konverter für die gesamte Leistung. Hast Du das so vorgesehen, oder teilst Du die Leustung auf?
Verwendest Du einen Kern mit Spulenkörper, oder einen Ringkern mit Durchsteckloch ? Beides gibt es für N30 Material.
Die Verlustleitung bei voller Leistung mit 1 Konverter und Stromübertrager 1:150 beträgt im Messwiderstand ca. 1,2 Watt !
Ist bei der Variante mit PNP-Transistor und Sägezahn mit ca. 1,4V höher auch peak current current mode Betrieb mit Slope compensation berücksichtigt worden ?
Beim Leistungstrafo mit Llkg besteht auch noch Spielraum bezüglich Lshim und den FET-Kapazitäten.
Gruß
Udo
Ja, das ist so vorgesehen. Als Ringkern habe ich einen 20mm vorgesehen Ae = 32E-6, Anbindung an die Messchaltung am IC mit verdrillter Leitung, ca. 5cm. Durchgesteckt wird ein 6mm Kupferröhchen was dann flächig auf die PCB aufgelötet wird .Der Kern hängt dann in dem rechteckigen Loch auf der Platine. Es muss nur ca 1,5cm überbrücken. Mein errechneter WiderstandsWert für CT 1:150 / 100A peak ist 3Ohm 1,33W für Ua = 2V
Ein Experiment mache ich noch: In Anlehnung an die käuflichen CTs die ein fast ganz geschlossenen Ferritkörper verwenden, versuche ich einen RM6 Kern. Der ist auch fast ganz zu, und man kann dann ein Kupferband für 1 Wdg Seitlich durchstecken. Den Test mache ich natürlich am Funktiosgenerator, nicht auf der Platine.
Bei meinem ersten Versuch mit Ringkern war Streuinduktivitätseffekt erkennbar. (abgeschlossene Sekundärseite brachte keine 0 Induktivität Primär!) Ist natürlich tödlich, an der Stelle,
wenn da noch 300nH sind.
Ich habe hier noch einen fertigen CT , recycled , den habe ich untersucht, super Eigenschaften: keine (messbare) Restinduktivität, 1:200, 6 Ohm nur leider mechanisch zu klein, Anschlüsse ca. 3x0.3 mm , kann schätzweise max 50A
Hersteller ist nicht zu erkennen, drauf steht SAE 3477A und "PRC" Chinese? Wenn ich (mit meinem 150:1) ähnliches Verhalten bezgl. Überschwingen erreiche, bin ich zufrieden...
Zu der Sache mit dem 3895: ja die Schaltung ist auch ein Peak current mode Wandler. Schaltung von TI habe ich angehängt.
Gruß
Willi
Ein Experiment mache ich noch: In Anlehnung an die käuflichen CTs die ein fast ganz geschlossenen Ferritkörper verwenden, versuche ich einen RM6 Kern. Der ist auch fast ganz zu, und man kann dann ein Kupferband für 1 Wdg Seitlich durchstecken. Den Test mache ich natürlich am Funktiosgenerator, nicht auf der Platine.
Bei meinem ersten Versuch mit Ringkern war Streuinduktivitätseffekt erkennbar. (abgeschlossene Sekundärseite brachte keine 0 Induktivität Primär!) Ist natürlich tödlich, an der Stelle,
wenn da noch 300nH sind.
Ich habe hier noch einen fertigen CT , recycled , den habe ich untersucht, super Eigenschaften: keine (messbare) Restinduktivität, 1:200, 6 Ohm nur leider mechanisch zu klein, Anschlüsse ca. 3x0.3 mm , kann schätzweise max 50A
Hersteller ist nicht zu erkennen, drauf steht SAE 3477A und "PRC" Chinese? Wenn ich (mit meinem 150:1) ähnliches Verhalten bezgl. Überschwingen erreiche, bin ich zufrieden...
Zu der Sache mit dem 3895: ja die Schaltung ist auch ein Peak current mode Wandler. Schaltung von TI habe ich angehängt.
Gruß
Willi
Anhänge
Hallo Willi,
hier meine Ergebnisse zum Stromübertrager:
Typ > Ringkern EPCOS B64290L0632X830, Material N30; Da=20mm,Di=10mm, H=7mm, AL=4160nH+/-25%, le=43,55mm, Ae=33,63mm^2 ; EPCOS > TDK
----------------------------
Übersetzungsverhältnis 1:150; Vcs=(2V-200mV)=1,8V; Rsense=2,7 Ohm, PvRsense=1,2W; Isec=66,7mA, Magnetisierungsinduktivität= 341uH ; Magnetisierungsstrom=33mA, Induktionsaussteuerung= 12,12Gauß, hat weit Abstand von der Sättigungsinduktion (Leistung ist ja sehr gering, Größe wird mehr durch die Kupferfläche bestimmt); Die Resetspannung bei worst case Duty cycle von 95% beträgt max. Vreset=45,6V.
Gruß
Udo
hier meine Ergebnisse zum Stromübertrager:
Typ > Ringkern EPCOS B64290L0632X830, Material N30; Da=20mm,Di=10mm, H=7mm, AL=4160nH+/-25%, le=43,55mm, Ae=33,63mm^2 ; EPCOS > TDK
----------------------------
Übersetzungsverhältnis 1:150; Vcs=(2V-200mV)=1,8V; Rsense=2,7 Ohm, PvRsense=1,2W; Isec=66,7mA, Magnetisierungsinduktivität= 341uH ; Magnetisierungsstrom=33mA, Induktionsaussteuerung= 12,12Gauß, hat weit Abstand von der Sättigungsinduktion (Leistung ist ja sehr gering, Größe wird mehr durch die Kupferfläche bestimmt); Die Resetspannung bei worst case Duty cycle von 95% beträgt max. Vreset=45,6V.
Gruß
Udo
Hallo Udo,
das ist genau der Kern den ich auch hier verwende.
66.7mA? komme da auf das 10 Fache. ich komme bei der Induktion auf 8mT (80Gs), liegt sicher an meiner Drahtstärke von 0.2mm und der dadurch höheren Wicklungsspannung (Rw ist bei mir 1,3Ohm)...
Der fertige CT vom Chinesen, hat nur 0.1mm Draht verwendet, und sehr eng gewickelt. Ich staune dass es da keine Probleme mit Resonanzen in der Wicklung gibt bei 200Wdg.
Noch eien Frage: Aber wie kommt die Lm von 341uH zustande?
Gruß
Willi
das ist genau der Kern den ich auch hier verwende.
66.7mA? komme da auf das 10 Fache. ich komme bei der Induktion auf 8mT (80Gs), liegt sicher an meiner Drahtstärke von 0.2mm und der dadurch höheren Wicklungsspannung (Rw ist bei mir 1,3Ohm)...
Der fertige CT vom Chinesen, hat nur 0.1mm Draht verwendet, und sehr eng gewickelt. Ich staune dass es da keine Probleme mit Resonanzen in der Wicklung gibt bei 200Wdg.
Noch eien Frage: Aber wie kommt die Lm von 341uH zustande?
Gruß
Willi
Hallo Willi,
Du hast mir ja Deinen verwendeten Kern mit Da=20mm mitgeteilt. Deshalb hab ich den auch verwendet.
schau Dir slup114.pdf aus dem angehängten zip-file slup212.zip aus dem Unitrode-Seminar SEM-1200 an. Dort ist nur ein Fehler in der Gleichung für Lm auf Seite 1-12 enthalten. Ns geht ins Quadrat ein.
Lm ist hier die Magnetisierungsinduktivität, die für den Magnetisierungsstrom verantwortlich ist.
Die Schaltung mit dem pnp-Transistor für die slope-Kompensation ist ok. Sie funktioniert auch beim UC3879.
Du wirst den Konverter schon zum Laufen kriegen. Das Jahr hat ja erst begonnen.
Gruß
Udo
Du hast mir ja Deinen verwendeten Kern mit Da=20mm mitgeteilt. Deshalb hab ich den auch verwendet.
schau Dir slup114.pdf aus dem angehängten zip-file slup212.zip aus dem Unitrode-Seminar SEM-1200 an. Dort ist nur ein Fehler in der Gleichung für Lm auf Seite 1-12 enthalten. Ns geht ins Quadrat ein.
Lm ist hier die Magnetisierungsinduktivität, die für den Magnetisierungsstrom verantwortlich ist.
Die Schaltung mit dem pnp-Transistor für die slope-Kompensation ist ok. Sie funktioniert auch beim UC3879.
Du wirst den Konverter schon zum Laufen kriegen. Das Jahr hat ja erst begonnen.
Gruß
Udo
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Hallo Udo,
seit langer Zeit wollte ich mich mal wieder melden...
Der Wechselrichter ist nun fertig. Anbei ein paar Bilder davon.
Das Bild auf dem Oszilloskop zeigt Phase L2 gegen N mit 2,6kW Ohmscher Last (Ölradiator)
Gruß
Willi
seit langer Zeit wollte ich mich mal wieder melden...
Der Wechselrichter ist nun fertig. Anbei ein paar Bilder davon.
Das Bild auf dem Oszilloskop zeigt Phase L2 gegen N mit 2,6kW Ohmscher Last (Ölradiator)
Gruß
Willi
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Also: Beim DCDC sind einige Dinge anzupassen gewesen.
-Selbst mit 3 Transistoren parallel reicht COSS nicht für eine vernünftige Resonanzfrequenz ((um die 1.3 MHz) , da sich die Deadtime nicht unter 270ns bringen lässt (shootthrough!)
-> deshalb musste ich Cs parallel schalten, 560pF pro Transistor, ZVS hab ich dann bei ca. 1kw.
Man merkt dass diese Topologie eher für 400V->Kleinspannung gedacht und geeignet ist ;-)
- der Kompensator war enorm störempfindlich, musste ich auf Kosten der Performance mit mehr i-Nachstellzeit ausstatten, um das Ding still zu bekommen.Da ich recht große Elkos verbaut habe fällt das aber nicht so ins Gewicht...
Ist enorm wichtig, diesen Schaltungsteil so klein wie möglich zu layouten , SOT23 beim TL431!
dann hat man einigermaßen Ruhe.
Da wir ja das richtige Modell vom UCC nicht hatten, war die Simulation wirklich nur als grobe Richtschnur für den Anfang hilfreich. Auch die mechanische Ausführung der Stromtragfähigkeit ist eine Herausforderung bei fast 100A,
und kaum simulationmäßig zu erfassen...da wäre der Schaltplan wahrscheinlich mit 3x so vielen Bauteilen.
Die Gatesteuerung habe ich aus Effizienzgründen mit IR2110 gemacht, brauche dann nur einen kleinen extra Auxübertrager für die Sek Hilfsspannung, der vor allem keine winzige Asymetrie in die Ansteuerung durch Belastung nur einer Seite bringt (womöglich am Ende Fluxwalking!)
Was mich besonders freut: das Ding macht auch im Leerlauf keine "Musik" und der ganze Wechselrichter hat bei 48V nichtmal 1A Leerlaufstromaufnahme.
VG
Willi
-Selbst mit 3 Transistoren parallel reicht COSS nicht für eine vernünftige Resonanzfrequenz ((um die 1.3 MHz) , da sich die Deadtime nicht unter 270ns bringen lässt (shootthrough!)
-> deshalb musste ich Cs parallel schalten, 560pF pro Transistor, ZVS hab ich dann bei ca. 1kw.
Man merkt dass diese Topologie eher für 400V->Kleinspannung gedacht und geeignet ist ;-)
- der Kompensator war enorm störempfindlich, musste ich auf Kosten der Performance mit mehr i-Nachstellzeit ausstatten, um das Ding still zu bekommen.Da ich recht große Elkos verbaut habe fällt das aber nicht so ins Gewicht...
Ist enorm wichtig, diesen Schaltungsteil so klein wie möglich zu layouten , SOT23 beim TL431!
dann hat man einigermaßen Ruhe.
Da wir ja das richtige Modell vom UCC nicht hatten, war die Simulation wirklich nur als grobe Richtschnur für den Anfang hilfreich. Auch die mechanische Ausführung der Stromtragfähigkeit ist eine Herausforderung bei fast 100A,
und kaum simulationmäßig zu erfassen...da wäre der Schaltplan wahrscheinlich mit 3x so vielen Bauteilen.
Die Gatesteuerung habe ich aus Effizienzgründen mit IR2110 gemacht, brauche dann nur einen kleinen extra Auxübertrager für die Sek Hilfsspannung, der vor allem keine winzige Asymetrie in die Ansteuerung durch Belastung nur einer Seite bringt (womöglich am Ende Fluxwalking!)
Was mich besonders freut: das Ding macht auch im Leerlauf keine "Musik" und der ganze Wechselrichter hat bei 48V nichtmal 1A Leerlaufstromaufnahme.
VG
Willi