ungelöst Dumme Frage
- Ersteller beldowsk
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Hallo,
weil ich mit den Definitionen von .meas noch nicht so richtig zurecht komme, habe ich zunächst mit SMath gerechnet. Das verbesserte LTspice-Schema kommt dann später. Und auch mit der Rückwärtsrechnung (Berechnung von C1 und RiAC aus Strom, Spannung und Phasenwinkel) wird es wohl noch etwas dauern.
Gruß Andreas
weil ich mit den Definitionen von .meas noch nicht so richtig zurecht komme, habe ich zunächst mit SMath gerechnet. Das verbesserte LTspice-Schema kommt dann später. Und auch mit der Rückwärtsrechnung (Berechnung von C1 und RiAC aus Strom, Spannung und Phasenwinkel) wird es wohl noch etwas dauern.
Gruß Andreas
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Hallo,
nach etlicher Bastelei ist es mir gelungen Berechnungsformeln zu finden.
Allerdings nur unter der Vernachlässigung, das der AC-Strom durch den Ast von V1, RiDC und L1 Null ist! Im Schema ist dieser Strom als IV1 gekennzeichnet.
Gemessen werden V(VAC), I(IC2) und der Phasenwinkel zwischen beiden.
Zgg = V2rms / abs(IC2rms) * ( cos( φZgg ) + sin( φZgg ) * I ) = Re2 + Im2 * i
Bekannt müssen sein: R1 und C2
Dann lassen sich näherungsweise ( IV1 = 0 ) berechnen:
RiAC2 = {(R1-Re2)*Re2*R1-(XC2-Im2)^2*R1} / {(XC2-Im2)^2+(R1-Re2)^2}
XC12 = {-(XC2-Im2)*R1^2} / {(XC2-Im2)^2+(R1-Re2)^2} = - 1 / ( ω0 * C1 )
Gruß Andreas
nach etlicher Bastelei ist es mir gelungen Berechnungsformeln zu finden.
Allerdings nur unter der Vernachlässigung, das der AC-Strom durch den Ast von V1, RiDC und L1 Null ist! Im Schema ist dieser Strom als IV1 gekennzeichnet.
Gemessen werden V(VAC), I(IC2) und der Phasenwinkel zwischen beiden.
Zgg = V2rms / abs(IC2rms) * ( cos( φZgg ) + sin( φZgg ) * I ) = Re2 + Im2 * i
Bekannt müssen sein: R1 und C2
Dann lassen sich näherungsweise ( IV1 = 0 ) berechnen:
RiAC2 = {(R1-Re2)*Re2*R1-(XC2-Im2)^2*R1} / {(XC2-Im2)^2+(R1-Re2)^2}
XC12 = {-(XC2-Im2)*R1^2} / {(XC2-Im2)^2+(R1-Re2)^2} = - 1 / ( ω0 * C1 )
Gruß Andreas
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Hallo,
ich bin Maschinenbauer mit nur lückenhaften Kenntnissen der E-Technik. Außerdem besitze ich kein eigenes Oszilloskop, sondern kann nur zeitweise eines nutzen.
Mit dem Versuch Strom und Spannung zeitgleich auf 2 Kanälen aufzuzeichnen bin ich schon Mal gescheitert. Der Shunt zur Strommessung (ich hatte dazu einen vorhandenen Widerstand in der Schaltung genutzt), lag einige Bauteile entfernt vom Spannungsmesspunkt. Das Oszilloskopbild zeigte erkennbar Unsinn. Ich nehme an, dass ich über den GND beider Kanäle eine Verbindung geschaffen hatte?
Wie also messe ich richtig?
Im Schema aus dem vorherigen Beitrag müsste ich wohl einen Shunt zwischen V2 und C2 einsetzen um IC2 auf das Oszilloskop zu bekommen. Kann ich „richtig“ messen, wenn ich GND des Oszilloskops zwischen V2 und Shunt anklemme, und die beiden Messleitungen jeweils auf der anderen Seite von V2 und Shunt? Muss ich dann einen der beiden Kanäle invertieren um den korrekten Wert des Phasenwinkels messen zu können?
Als AC-Quelle will ich den Ausgang meiner Soundkarte verwenden (ich hab halt keinen Signalgenerator), daher liegt dann auch die Amplitude bei max. 1 V. Kann ich dabei ungewollt GND des Oszilloskops mit GND der Schaltung verbinden? Hilft es wenn ich ein Notebook verwende, das über seinen Akku (also nicht über sein Netzteil und das Stromnetz) betrieben wird?
In welchem Bereich müsste der Widerstand des Shunt liegen, damit ich eine „gute“ Messung machen kann? Und: Muss ich den Shunt und evtl. auch die Innenwiderstände des Oszilloskops in mein Schema und in meine Formeln mit einbeziehen?
Gruß Andreas
ich bin Maschinenbauer mit nur lückenhaften Kenntnissen der E-Technik. Außerdem besitze ich kein eigenes Oszilloskop, sondern kann nur zeitweise eines nutzen.
Mit dem Versuch Strom und Spannung zeitgleich auf 2 Kanälen aufzuzeichnen bin ich schon Mal gescheitert. Der Shunt zur Strommessung (ich hatte dazu einen vorhandenen Widerstand in der Schaltung genutzt), lag einige Bauteile entfernt vom Spannungsmesspunkt. Das Oszilloskopbild zeigte erkennbar Unsinn. Ich nehme an, dass ich über den GND beider Kanäle eine Verbindung geschaffen hatte?
Wie also messe ich richtig?
Im Schema aus dem vorherigen Beitrag müsste ich wohl einen Shunt zwischen V2 und C2 einsetzen um IC2 auf das Oszilloskop zu bekommen. Kann ich „richtig“ messen, wenn ich GND des Oszilloskops zwischen V2 und Shunt anklemme, und die beiden Messleitungen jeweils auf der anderen Seite von V2 und Shunt? Muss ich dann einen der beiden Kanäle invertieren um den korrekten Wert des Phasenwinkels messen zu können?
Als AC-Quelle will ich den Ausgang meiner Soundkarte verwenden (ich hab halt keinen Signalgenerator), daher liegt dann auch die Amplitude bei max. 1 V. Kann ich dabei ungewollt GND des Oszilloskops mit GND der Schaltung verbinden? Hilft es wenn ich ein Notebook verwende, das über seinen Akku (also nicht über sein Netzteil und das Stromnetz) betrieben wird?
In welchem Bereich müsste der Widerstand des Shunt liegen, damit ich eine „gute“ Messung machen kann? Und: Muss ich den Shunt und evtl. auch die Innenwiderstände des Oszilloskops in mein Schema und in meine Formeln mit einbeziehen?
Gruß Andreas
Hallo Andreas,
da habt Ihr aber schon gute Messgeräte. Ich habe mal bei Tektronix nachgeschaut und fügr ein paar Informationen dazu an. Entscheidend ist die Verwendung von Differentialtastköpfen mit hoher Gleichtaktunterdrückung.
Für die Strommessung mit Shunt müsste die Spannung der Tastköpfe nicht bis 500V und höher gehen. Schau mal, was ihr an Differentialtastköpfen zur Verfügung habt.
Hinweis bei der Verwendung von "normalen" Standardtasköpfen. Die Masseleitung des/der Tastköpfe fängt oft eingestrahlte Signale ein, die umso geringer sind, je kürzer die Masseleitung ist. Zur Not wickelt man die Masseleitung um den Tastkopf, dann beobachtet man, dass die Messwerte geringer sind als bei offenefr Schleife. Manchmal kann man auch den Vorderteil des Tastkopfes abiehen und ein Anschlussteil mit sehr Kurzen Abständen zwischen Masseleitung und Messleitung verwenden.
Hinweis zu Differenztakt und Gleichtakt. Beim Differenztakt wird genau die Differenz zwischen den Signalen gemessen. Es gibt aber auch den Gleichtakt. Dabei oszilliert das Differenzsignal relativ zur Masse. Wenn das mitgemessen wird ist die Anzeige der Differewnzspannung falsch.
Wenn Du einen Spannunmgsabfall am Shunt von 1V vorsiehst, dann ist dein Rshunt=1V/zu messenden Strom. Von Vorteil ist ein induktivitätsarmer Messwiderstand. I.a. ist das bei kleinen Strömen nicht so problematisch.
Wie gesagt, mit dem Differentialtastkopf direkt an der Messstelle, als am Shunt messen.
Toi toi toi.
Gruß Udo
da habt Ihr aber schon gute Messgeräte. Ich habe mal bei Tektronix nachgeschaut und fügr ein paar Informationen dazu an. Entscheidend ist die Verwendung von Differentialtastköpfen mit hoher Gleichtaktunterdrückung.
Für die Strommessung mit Shunt müsste die Spannung der Tastköpfe nicht bis 500V und höher gehen. Schau mal, was ihr an Differentialtastköpfen zur Verfügung habt.
Hinweis bei der Verwendung von "normalen" Standardtasköpfen. Die Masseleitung des/der Tastköpfe fängt oft eingestrahlte Signale ein, die umso geringer sind, je kürzer die Masseleitung ist. Zur Not wickelt man die Masseleitung um den Tastkopf, dann beobachtet man, dass die Messwerte geringer sind als bei offenefr Schleife. Manchmal kann man auch den Vorderteil des Tastkopfes abiehen und ein Anschlussteil mit sehr Kurzen Abständen zwischen Masseleitung und Messleitung verwenden.
Hinweis zu Differenztakt und Gleichtakt. Beim Differenztakt wird genau die Differenz zwischen den Signalen gemessen. Es gibt aber auch den Gleichtakt. Dabei oszilliert das Differenzsignal relativ zur Masse. Wenn das mitgemessen wird ist die Anzeige der Differewnzspannung falsch.
Wenn Du einen Spannunmgsabfall am Shunt von 1V vorsiehst, dann ist dein Rshunt=1V/zu messenden Strom. Von Vorteil ist ein induktivitätsarmer Messwiderstand. I.a. ist das bei kleinen Strömen nicht so problematisch.
Wie gesagt, mit dem Differentialtastkopf direkt an der Messstelle, als am Shunt messen.
Toi toi toi.
Gruß Udo
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Hallo,
nun hab ich die nächste Version meines PMT-Adapters fertiggestellt.
Und gleich kommen neue Fragen.
Der neue Divider (Plus-Pol der HV an GND) ist noch nicht fertig, drum das folgende mit dem alten Divider (Minus-Pol der HV an GND). Anbei die LTspice-Simulation, von der unklar ist, ob der Puls aus der Stromquelle I2 realistisch ist.
Am realen PMT-Adapter waren zunächst die Pulse für die Soundkarte viel zu hoch. Ich musste den Pot1 so weit herunterdrehen, bis zwischen input_neu und GND noch 100 kOhm zu messen waren.
Achtung: Zwischen input_neu und GND fließt ein Strom auch durch R4_neu, R5_neu und R6_neu ab (zusammen 3 MOhm). Der Widerstand von Poti1 errechnet sich also aus (3Mohm*Rgemessen)/(3Mohm-Rgemessen). In diesem Fall sind das dann 103 kOhm.
Anbei ein 10-Sekunden-Auszug der Aufzeichnung. Einige übersteuerte Pulse stören nicht, sie gehen im Histogramm im Rauschen bei den hohen Energien sowieso unter, dafür können die niedrigen Energien besser aufgelöst werden.
Anbei auch noch ein einzelner Puls. Er ist verdammt kurz, kann aber von der Software noch erkannt werden. Die Aufzeichnung erfolgte mit 24 Bit und 192 kHz Samplingrate.
Mit dem kleinen Widerstandswert von Poti1 wird nun aber der Innenwiderstand des PMT-Adapters für den Puls von der Anode sehr klein. Der PMT-Hersteller benennt den max. Anodenstrom zu 100 µA. Da liege ich nun sicher drüber und bin in der Gefahr die Funktion meines PMT zu verlieren.
Wie kann ich den Widerstand für den Anodenpuls erhöhen und gleichzeitig den Eingangspuls für den PMT-Adapter verringern, ohne die Filtercharakteristik des PMT-Adapters zu verändern?
Die erste Filterstufe besteht ja aus R6_neu und C2_neu (Tiefpass). Ein Widerstand in der Signalleitung würde doch die Zeitkonstante dieser ersten Filterstufe verändern? Mus ich dann nur C2_neu anpassen?
Beeinflusst mein Poti1 eigentlich die Filtercharakteristik auch? Wenn ja wie? Ließe sich das kompensieren?
Gruß Andreas
nun hab ich die nächste Version meines PMT-Adapters fertiggestellt.
Und gleich kommen neue Fragen.
Der neue Divider (Plus-Pol der HV an GND) ist noch nicht fertig, drum das folgende mit dem alten Divider (Minus-Pol der HV an GND). Anbei die LTspice-Simulation, von der unklar ist, ob der Puls aus der Stromquelle I2 realistisch ist.
Am realen PMT-Adapter waren zunächst die Pulse für die Soundkarte viel zu hoch. Ich musste den Pot1 so weit herunterdrehen, bis zwischen input_neu und GND noch 100 kOhm zu messen waren.
Achtung: Zwischen input_neu und GND fließt ein Strom auch durch R4_neu, R5_neu und R6_neu ab (zusammen 3 MOhm). Der Widerstand von Poti1 errechnet sich also aus (3Mohm*Rgemessen)/(3Mohm-Rgemessen). In diesem Fall sind das dann 103 kOhm.
Anbei ein 10-Sekunden-Auszug der Aufzeichnung. Einige übersteuerte Pulse stören nicht, sie gehen im Histogramm im Rauschen bei den hohen Energien sowieso unter, dafür können die niedrigen Energien besser aufgelöst werden.
Anbei auch noch ein einzelner Puls. Er ist verdammt kurz, kann aber von der Software noch erkannt werden. Die Aufzeichnung erfolgte mit 24 Bit und 192 kHz Samplingrate.
Mit dem kleinen Widerstandswert von Poti1 wird nun aber der Innenwiderstand des PMT-Adapters für den Puls von der Anode sehr klein. Der PMT-Hersteller benennt den max. Anodenstrom zu 100 µA. Da liege ich nun sicher drüber und bin in der Gefahr die Funktion meines PMT zu verlieren.
Wie kann ich den Widerstand für den Anodenpuls erhöhen und gleichzeitig den Eingangspuls für den PMT-Adapter verringern, ohne die Filtercharakteristik des PMT-Adapters zu verändern?
Die erste Filterstufe besteht ja aus R6_neu und C2_neu (Tiefpass). Ein Widerstand in der Signalleitung würde doch die Zeitkonstante dieser ersten Filterstufe verändern? Mus ich dann nur C2_neu anpassen?
Beeinflusst mein Poti1 eigentlich die Filtercharakteristik auch? Wenn ja wie? Ließe sich das kompensieren?
Gruß Andreas
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Hallo,
für die alte Version des PMT-Adapters hatte ich – per Iteration per Hand – die Parameter der Stromquelle so bestimmt, dass sie einem realen, digitalisierten Puls nahekommen. Es ergab sich damit:
EXP(0 2.6u 33u 0.1u 33.1u 120u)
Dasselbe habe ich mit der neuen Version versucht. Es ergab sich:
EXP(0 280m 29u 0.007u 29.007u 0.007u)
Das sieht für mich danach aus, als würde der Puls vom PMT so sehr von dem abhängen, was dahinter kommt, dass eine allgemeine Definition unsinnig ist?
Gruß Andreas
für die alte Version des PMT-Adapters hatte ich – per Iteration per Hand – die Parameter der Stromquelle so bestimmt, dass sie einem realen, digitalisierten Puls nahekommen. Es ergab sich damit:
EXP(0 2.6u 33u 0.1u 33.1u 120u)
Dasselbe habe ich mit der neuen Version versucht. Es ergab sich:
EXP(0 280m 29u 0.007u 29.007u 0.007u)
Das sieht für mich danach aus, als würde der Puls vom PMT so sehr von dem abhängen, was dahinter kommt, dass eine allgemeine Definition unsinnig ist?
Gruß Andreas
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Hallo,
hab mir noch Mal meinen alten PMT-Adapter hervorgeholt. Den Poti R8 hab ich an den Anschlag gedreht (ca. 1 Ohm), so das die Verstärkung in der ersten Stufe 1 beträgt. In die Signalleitung habe ich einen 3 Mohm-Widerstand gesetzt (mit 2,5 Mohm gab es zu viele übersteuerte Pulse). Anbei ein 10-Sekunden-Auszug einer wav-Aufzeichnung (24 Bit, 192 kHz), sowie ein Puls aus dieser Aufzeichnung. Dieser Puls läßt sich als wavout in die Simulation laden.
Es hängt nun extern eine Last von ca. 6 MOhm und parallel dazu intern eine von 1 MOhm an der Anode. Einen AC-Widerstand der HV-Quelle (HV1) habe ich noch nicht bestimmt.
Gruß Andreas
hab mir noch Mal meinen alten PMT-Adapter hervorgeholt. Den Poti R8 hab ich an den Anschlag gedreht (ca. 1 Ohm), so das die Verstärkung in der ersten Stufe 1 beträgt. In die Signalleitung habe ich einen 3 Mohm-Widerstand gesetzt (mit 2,5 Mohm gab es zu viele übersteuerte Pulse). Anbei ein 10-Sekunden-Auszug einer wav-Aufzeichnung (24 Bit, 192 kHz), sowie ein Puls aus dieser Aufzeichnung. Dieser Puls läßt sich als wavout in die Simulation laden.
Es hängt nun extern eine Last von ca. 6 MOhm und parallel dazu intern eine von 1 MOhm an der Anode. Einen AC-Widerstand der HV-Quelle (HV1) habe ich noch nicht bestimmt.
Gruß Andreas
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Hallo,
ich hab noch ein paar Oszilloskop-Messungen aus dem Juli 2025 ausgegraben. Beim CCC konnte ich an einem offenen Abend ein Tektronix TDS 3032 (300 MHz, 2,5 GS/s) nutzen. Gemessen hatte ich die Spannungsdifferenz am internen Lastwiderstand des Dividers (PMT_RL1 {RL} im letzten Schema).
Mit RL = 330 kOhm und ohne externe Last an der Signalleitung ergab sich eine Stromspitze von 152 µA.
Mit RL = 1 MOhm und einer externen Last von 3 bzw. 6 MOhm, waren es 33 bzw. 51 µA.
Beides mit einer HV von 600 V, die erste Messung mit einem Divider mit 330 kOhm Interdynodenwiderstand (RDy im letzten Schema), die anderen mit 3,3 MOhm Interdynodenwiderstand.
Problematisch an solchen Vergleichen ist immer, das der Puls von der Anode nicht immer derselbe ist. Üblicherweise wähle ich das Triggerlevel so, das ich binnen 2 Minuten einen Puls getriggert bekomme.
Eigentlich dürfte der Spannungsabfall an RL ja nicht von der externen Last abhängen?! Für den Strom an der Anode, muss ich aber den Strom durch die externe Last mit einbeziehen. Drum möchte ich für die externe Last mehr als 1 MOhm haben.
Sehe ich das richtig? Gibt es dabei noch anderes zu bedenken?
Gruß Andreas
ich hab noch ein paar Oszilloskop-Messungen aus dem Juli 2025 ausgegraben. Beim CCC konnte ich an einem offenen Abend ein Tektronix TDS 3032 (300 MHz, 2,5 GS/s) nutzen. Gemessen hatte ich die Spannungsdifferenz am internen Lastwiderstand des Dividers (PMT_RL1 {RL} im letzten Schema).
Mit RL = 330 kOhm und ohne externe Last an der Signalleitung ergab sich eine Stromspitze von 152 µA.
Mit RL = 1 MOhm und einer externen Last von 3 bzw. 6 MOhm, waren es 33 bzw. 51 µA.
Beides mit einer HV von 600 V, die erste Messung mit einem Divider mit 330 kOhm Interdynodenwiderstand (RDy im letzten Schema), die anderen mit 3,3 MOhm Interdynodenwiderstand.
Problematisch an solchen Vergleichen ist immer, das der Puls von der Anode nicht immer derselbe ist. Üblicherweise wähle ich das Triggerlevel so, das ich binnen 2 Minuten einen Puls getriggert bekomme.
Eigentlich dürfte der Spannungsabfall an RL ja nicht von der externen Last abhängen?! Für den Strom an der Anode, muss ich aber den Strom durch die externe Last mit einbeziehen. Drum möchte ich für die externe Last mehr als 1 MOhm haben.
Sehe ich das richtig? Gibt es dabei noch anderes zu bedenken?
Gruß Andreas
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Hallo,
ich hab mir Mal den letzten Puls aus dem vorherigen Beitrag als Vorlage genommen (Vmax 50 V, tRise 224 ns, tFall 124 us). Da tRise und tFall von 0,1 bis 0,9 x Vmax ermittelt werden, habe ich für die EXP-Funktion Rise Tau auf 0,28 us und Fall Tau auf 155 us gesetzt. Vpulsed sind dann 50 uA.
Ohne Last an der Signalleitung sieht dann der Strom durch den internen Lastwiderstand auch wie erwartet aus. Mit Last allerdings nicht! Ist das richtig so, oder hat mein Schema einen Fehler?
Wie muss ich den Puls von I2 gestalten, damit der Strom durch den internen Lastwiderstand auch bei externer Last dem Puls aus dem vorherigen Beitrag entspricht?
Inzwischen frage ich mich auch, ob eine Stromquelle für den Puls aus der Anode die richtige Wahl ist? Sollte ich es auch Mal mit einer Spannungsquelle versuchen?
Gruß Andreas
ich hab mir Mal den letzten Puls aus dem vorherigen Beitrag als Vorlage genommen (Vmax 50 V, tRise 224 ns, tFall 124 us). Da tRise und tFall von 0,1 bis 0,9 x Vmax ermittelt werden, habe ich für die EXP-Funktion Rise Tau auf 0,28 us und Fall Tau auf 155 us gesetzt. Vpulsed sind dann 50 uA.
Ohne Last an der Signalleitung sieht dann der Strom durch den internen Lastwiderstand auch wie erwartet aus. Mit Last allerdings nicht! Ist das richtig so, oder hat mein Schema einen Fehler?
Wie muss ich den Puls von I2 gestalten, damit der Strom durch den internen Lastwiderstand auch bei externer Last dem Puls aus dem vorherigen Beitrag entspricht?
Inzwischen frage ich mich auch, ob eine Stromquelle für den Puls aus der Anode die richtige Wahl ist? Sollte ich es auch Mal mit einer Spannungsquelle versuchen?
Gruß Andreas
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Hallo Andreas,
bin mir nicht sicher, ob ich genau Dein Problem anspreche. War das die Abhängigkeit der Charakteristik von der Größe des Widerstandes Poti2 (1Meg oder 100k)?
Wie wär's mit einem Impedanzwandler davor bzw. dazwischen. Der sollte die Eingangsquelle nicht belasten, egal wie Du hinterher belastest. (natürlich nicht 0Ohm). Der OP muss natürlich Deine Frequenzen mitmachen.
Ich hänge mal eiine Schaltung an.
Gruß
bin mir nicht sicher, ob ich genau Dein Problem anspreche. War das die Abhängigkeit der Charakteristik von der Größe des Widerstandes Poti2 (1Meg oder 100k)?
Wie wär's mit einem Impedanzwandler davor bzw. dazwischen. Der sollte die Eingangsquelle nicht belasten, egal wie Du hinterher belastest. (natürlich nicht 0Ohm). Der OP muss natürlich Deine Frequenzen mitmachen.
Ich hänge mal eiine Schaltung an.
Gruß
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Hallo,
zunächst geht es darum, den vom PMT-Hersteller spezifizierten max. Anodenstrom von 100 µA nicht zu überschreiten. Es besteht die Gefahr, dass der PMT blind wird, nicht plötzlich und sofort, aber auf längere Sicht.
Der jetzt von mir verwendete PMT liefert erheblich höhere Spannungen als üblich. Drum waren die beiden PMT-Adapter, die als Open-Hardware zur Verfügung standen, überfordert. Als ersten Lösungsansatz hatte ich den internen Lastwiderstand reduziert, musste dann aber erkennen, dass ich damit den max. Anodenstrom vielfach überschritten hatte.
Das erste Problem, das sich mir nun auftut, ist: Wie messe ich den Anodenstrom am realen Objekt „richtig“?
Mit der Messung vom 16.07.2025 (siehe erster Puls in Beitrag #32) hatte ich gedacht, den Anodenstrom erfasst zu haben. Es war keine externe Last angeschlossen, die Spannungsmessung erfolgte um den internen Lastwiderstand (330 kOhm), den ich so als Shunt zu Nutzen dachte. Da das HV-Netzteil von einem Akku versorgt war, kann es auch keine Verbindung zur Masse des Oszilloskops gegeben haben.
Die beiden Messungen vom 23.07.2025 erfolgten mit externer Last (nicht einer der PMT-Adapter, sondern nur ein einfacher Widerstand). Auch wenn die Zeitachse verdoppelt ist, die Pulse unterscheiden sich nicht wesentlich zum 16.07.2025.
Nun scheint es mir, als müsste der Anodenpuls auf jeden Fall schneller abklingen. Sind denn wenigstens die max. Amplituden meiner Messungen einigermaßen plausibel?
Im nächsten Schritt würde ich dann versuchen wollen einen einigermaßen plausiblen Anodenpuls in LTspice nachzubilden. Wenn ich aber in LTspice die max. Amplitude meines Anodenpulses vorgeben muss, dann kann dieser nicht mehr auf die angeschlossene Last reagieren. Es scheint mir aber, das er auf die Last reagiert.
Hier noch ein paar Informationen zur Auswertesoftware (Theremino MCA):
Ein übersteuerter Puls wird verworfen. Eine 1 V-Amplitude kann max. als eine Energie von 10476 keV interpretiert werden. Energien über 3200 keV (entspräche einer Amplitude von 305 mV) sind üblicherweise zu gering und verrauscht um daraus Informationen gewinnen zu können. Mit der Software lassen sich die digitalisierten Pulse verstärken oder abschwächen und die Energie-Achse lässt sich stauchen um nur die interessierenden Bereiche darzustellen.
Für den Anodenpuls bedeutet das, das die Ereignisse mit hoher Energie unter 100 µA liegen müssen, die interessierenden Pulse liegen dann aber nur unter 30,5 µA.
Gruß Andreas
zunächst geht es darum, den vom PMT-Hersteller spezifizierten max. Anodenstrom von 100 µA nicht zu überschreiten. Es besteht die Gefahr, dass der PMT blind wird, nicht plötzlich und sofort, aber auf längere Sicht.
Der jetzt von mir verwendete PMT liefert erheblich höhere Spannungen als üblich. Drum waren die beiden PMT-Adapter, die als Open-Hardware zur Verfügung standen, überfordert. Als ersten Lösungsansatz hatte ich den internen Lastwiderstand reduziert, musste dann aber erkennen, dass ich damit den max. Anodenstrom vielfach überschritten hatte.
Das erste Problem, das sich mir nun auftut, ist: Wie messe ich den Anodenstrom am realen Objekt „richtig“?
Mit der Messung vom 16.07.2025 (siehe erster Puls in Beitrag #32) hatte ich gedacht, den Anodenstrom erfasst zu haben. Es war keine externe Last angeschlossen, die Spannungsmessung erfolgte um den internen Lastwiderstand (330 kOhm), den ich so als Shunt zu Nutzen dachte. Da das HV-Netzteil von einem Akku versorgt war, kann es auch keine Verbindung zur Masse des Oszilloskops gegeben haben.
Die beiden Messungen vom 23.07.2025 erfolgten mit externer Last (nicht einer der PMT-Adapter, sondern nur ein einfacher Widerstand). Auch wenn die Zeitachse verdoppelt ist, die Pulse unterscheiden sich nicht wesentlich zum 16.07.2025.
Nun scheint es mir, als müsste der Anodenpuls auf jeden Fall schneller abklingen. Sind denn wenigstens die max. Amplituden meiner Messungen einigermaßen plausibel?
Im nächsten Schritt würde ich dann versuchen wollen einen einigermaßen plausiblen Anodenpuls in LTspice nachzubilden. Wenn ich aber in LTspice die max. Amplitude meines Anodenpulses vorgeben muss, dann kann dieser nicht mehr auf die angeschlossene Last reagieren. Es scheint mir aber, das er auf die Last reagiert.
Hier noch ein paar Informationen zur Auswertesoftware (Theremino MCA):
Ein übersteuerter Puls wird verworfen. Eine 1 V-Amplitude kann max. als eine Energie von 10476 keV interpretiert werden. Energien über 3200 keV (entspräche einer Amplitude von 305 mV) sind üblicherweise zu gering und verrauscht um daraus Informationen gewinnen zu können. Mit der Software lassen sich die digitalisierten Pulse verstärken oder abschwächen und die Energie-Achse lässt sich stauchen um nur die interessierenden Bereiche darzustellen.
Für den Anodenpuls bedeutet das, das die Ereignisse mit hoher Energie unter 100 µA liegen müssen, die interessierenden Pulse liegen dann aber nur unter 30,5 µA.
Gruß Andreas
Hallo,
und hier gleich noch eine Frage:
Den LMP7731 hab ich aus einer Vorlage übernommen. Der hat den Nachteil, dass er nur als SOT-23-5 zu haben ist (was sich zum Experimentieren mit einem Breadboard nicht eignet), und außerdem in D nicht zu bekommen ist (hab in von der anderen Seite des großen Teiches bezogen).
Es wäre also schön, ihn durch einen OpAmp zu ersetzen, der wahlweise in SMD oder DIP und außerdem auch in D zu bekommen ist. Möglichst natürlich ohne Abstriche in Funktionalität und Genauigkeit (Rauschen?!). Hat da Jemand eine Idee?
Ist es für einen Impedanzwandler egal wo es sich befindet? Sollte er nahe an der Quelle, also im Divider, sitzen, oder kann er auch im PMT-Adapter (also nach einem 1-Meter-BNC-Kabel) sitzen?
Gruß Andreas
und hier gleich noch eine Frage:
Den LMP7731 hab ich aus einer Vorlage übernommen. Der hat den Nachteil, dass er nur als SOT-23-5 zu haben ist (was sich zum Experimentieren mit einem Breadboard nicht eignet), und außerdem in D nicht zu bekommen ist (hab in von der anderen Seite des großen Teiches bezogen).
Es wäre also schön, ihn durch einen OpAmp zu ersetzen, der wahlweise in SMD oder DIP und außerdem auch in D zu bekommen ist. Möglichst natürlich ohne Abstriche in Funktionalität und Genauigkeit (Rauschen?!). Hat da Jemand eine Idee?
Ist es für einen Impedanzwandler egal wo es sich befindet? Sollte er nahe an der Quelle, also im Divider, sitzen, oder kann er auch im PMT-Adapter (also nach einem 1-Meter-BNC-Kabel) sitzen?
Gruß Andreas
